Analyse des caractéristiques EMI et technique de suppression du champ magnétique proche

Rapports scientifiques volume 12, Numéro d'article : 7767 (2022) Citer cet article

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Avec l'amélioration continue de la densité de puissance de l'adaptateur d'alimentation (PD), la fréquence de commutation augmente et le volume diminue. Les problèmes d'EMI causés par les effets de couplage magnétique en champ proche sont devenus des goulots d'étranglement dans la suppression des EMI de l'adaptateur PD. Dans cet article, les caractéristiques de couplage du champ magnétique sont analysées en profondeur et le circuit équivalent prenant en compte les effets de couplage en champ proche est dérivé. Selon la théorie du champ électromagnétique, les modèles mathématiques de couplage en champ proche entre le transformateur ainsi que les circuits PCB de puissance et la prise d'entrée sont établis. Sur cette base, l'influence des paramètres de structure de la prise d'entrée est étudiée. Enfin, une nouvelle structure de boucle de prise d'entrée est proposée, qui peut réduire les effets de couplage en champ proche entre le transformateur ainsi que les circuits PCB de puissance et la prise d'entrée. Les résultats expérimentaux confirment que l'analyse théorique est correcte et efficace.

Avec l'augmentation continue de la densité de puissance de l'adaptateur d'alimentation (PD), la distance entre les appareils se rapproche de plus en plus. Le couplage électromagnétique entre deux composants devient énorme. De plus, les interférences électromagnétiques (EMI) causées par les effets de couplage en champ proche sont devenues un goulot d'étranglement dans la conception de l'adaptateur PD1,2,3. Les effets de couplage en champ proche sont difficiles à comprendre et à gérer.

En ce qui concerne l'influence du couplage magnétique en champ proche sur les EMI, les résultats de la recherche se concentrent principalement sur l'effet du couplage en champ proche entre les composants de puissance magnétiques et le filtre EMI4,5,6,7,8. Dans la référence 6, la distribution du champ magnétique de fuite de la self de correction du facteur de puissance (PFC) et la sensibilité de la self de mode commun (CM) dans un convertisseur PFC sont analysées. Il révèle que la perte d'insertion du filtre EMI peut être détériorée par le couplage de champ magnétique entre les selfs PFC et CM. Dans Ref.7, la distribution du champ magnétique du transformateur planaire et l'influence sur la bobine d'arrêt CM dans l'alimentation ont été analysées. De plus, la disposition, le blindage et la méthode de conception de self CM sont proposés pour réduire les effets du couplage magnétique en champ proche afin de supprimer le bruit EMI.

En outre, la caractéristique du filtre EMI peut également être affectée par le couplage magnétique en champ proche entre les composants à l'intérieur du filtre EMI8,9,10,11. Dans Ref.8, le couplage en champ proche entre deux condensateurs shunt dans le filtre EMI est analysé, et une méthode de couplage mutuel négatif est proposée pour compenser l'inductance série équivalente (ESL) des condensateurs. Dans Ref.9, le couplage électromagnétique d'un filtre CLC EMI est analysé. Une méthode est proposée pour équilibrer le couplage inductif et capacitif parasite entre deux condensateurs. Il peut optimiser les performances du filtre EMI. Dans Ref.10, le couplage de champ magnétique dans un filtre EMI à deux étages est analysé. Une méthode d'intégration d'inducteurs en série utilisant des effets de couplage en champ proche est proposée pour améliorer les performances basse fréquence du filtre DM EMI.

Cependant, la prise d'entrée proche des circuits de puissance haute fréquence est également un chemin de propagation du bruit possible en raison des effets de couplage en champ proche, en particulier dans les applications à haute densité de puissance12,13,14. Une bobine d'arrêt CM à enroulement parallèle à deux fils dans l'adaptateur PD est généralement adoptée pour réduire les effets de couplage en champ proche entre les composants magnétiques de puissance et la bobine d'arrêt CM. Dans ce cas, les chemins de couplage en champ proche dans l'adaptateur PD compact sont assez différents des chemins traditionnels.

Par conséquent, cet article analyse les caractéristiques de couplage en champ proche dans un adaptateur PD compact et étudie l'influence du couplage en champ proche sur le bruit EMI conduit par DM. Le couplage de champ magnétique entre le transformateur ainsi que les boucles de courant de puissance PCB et la boucle de prise d'entrée est étudié en profondeur. Les modèles mathématiques de couplage sont construits, puis une méthode d'optimisation du couplage en champ proche est proposée. Enfin, les expériences vérifient que l'analyse théorique est correcte et flexible.

La topologie de l'adaptateur PD est illustrée à la Fig. 1, y compris la self CM, le pont redresseur, le filtre de type π et le convertisseur flyback.

Topologie de l'adaptateur PD.

Le couplage en champ proche entre le transformateur et la self CM peut être analysé par la théorie électromagnétique, dans laquelle le transformateur est généralement considéré comme un composant d'interférence. En revanche, la self CM est considérée comme un composant sensible. Le chemin de propagation du bruit DM couplé à la self CM est illustré à la Fig. 2.

Chemin de propagation du bruit DM couplé à la self CM.

Le champ magnétique de fuite généré par le transformateur et le couplage à la self CM peut être divisé en trois directions (directions x, y et z).

La figure 3a est un diagramme schématique d'une bobine d'arrêt CM à enroulement parallèle à deux fils utilisée dans l'adaptateur PD sous le champ magnétique de direction x. La chaîne de champ magnétique dans la direction x traverse toutes les bobines. Selon la loi de Faraday, les tensions induites dans deux enroulements sont représentées sur la figure 3b. Où ux1 et ux2 sont la tension induite générée dans la partie 1 et la partie 2 du fil sous tension, ux3 et ux4 sont la tension induite générée dans la partie 1 et la partie 2 du fil nul, respectivement. Les deux enroulements ont une structure symétrique et sont étroitement enroulés ensemble. Par conséquent, les tensions induites totales sont décalées. La self CM est insensible au champ magnétique le long de l'axe x.

Inductance CM soumise au champ magnétique dans la direction x : (a) schéma ; (b) schéma de circuit équivalent.

La figure 4a est un diagramme schématique de la bobine d'arrêt CM sous le champ magnétique dans la direction y. Comme le montre la Fig. 4b, les tensions induites totales sont décalées selon la loi de Faraday, où uy1 – uy4 sont la tension induite générée dans quatre parties du fil sous tension, uy5 – uy8 sont la tension induite générée dans quatre parties du fil nul, respectivement.

Inductance CM soumise au champ magnétique dans la direction y : (a) schéma ; (b) schéma de circuit équivalent.

La figure 5a est un diagramme schématique de la bobine d'arrêt CM sous le champ magnétique de direction z. La self CM sous le champ magnétique de la direction z équivaut à une boucle avec un enroulement à deux tours perpendiculaire à la direction z. La tension induite de chaque bobine de spire générée sous le champ magnétique dans la direction z est décalée sur la figure 5b, où uz1 et uz2 sont la tension induite générée respectivement dans le fil sous tension et le fil nul.

Inductance CM soumise au champ magnétique dans la direction z : (a) schéma ; (b) schéma de circuit équivalent.

Surtout, la bobine d'arrêt CM à enroulement parallèle à deux fils présente une immunité élevée aux interférences de champ magnétique externe. Par conséquent, le couplage en champ proche entre le transformateur et la self CM est généralement à un niveau bas et peut être négligé. De même, le couplage de champ magnétique entre la self DM et la self CM peut également être analysé par la même méthode. Il peut généralement être négligé aussi.

En ce qui concerne le couplage en champ proche dans l'adaptateur PD, non seulement les composants magnétiques dans les circuits doivent être pris en compte, mais également les prises d'entrée et les circuits PCB de puissance haute fréquence. Le modèle complet de couplage en champ proche de l'adaptateur PD est illustré à la Fig. 6. Où LAcin est l'inductance parasite de la fiche d'entrée, LCM est l'inductance de l'inductance CM, L1 est l'inductance de l'inductance DM, Lpcb1 et Lpcb2 sont l'inductance parasite des boucles de circuit imprimé de puissance primaire et secondaire. Le couplage en champ proche entre d'autres appareils et ces trois appareils est pris en considération. M1–M12 sont l'inductance mutuelle entre tous les deux composants ou boucles, respectivement.

Modèle complet de couplage en champ proche de l'adaptateur PD.

Le couplage en champ proche entre les composants magnétiques de l'adaptateur PD et les boucles de circuit imprimé d'alimentation primaire et secondaire et l'inductance DM L1 peut être simplifié en une source de tension commandée en courant correspondante, et son circuit équivalent est illustré à la Fig. 7.

Schéma de circuit équivalent au bruit DM prenant en compte les effets du couplage en champ proche sur la self DM.

Puisqu'il y a deux condensateurs X C1 et C2 aux deux extrémités de la self DM, le bruit couplé à L1 peut être contourné par C1.

Le schéma de circuit équivalent du couplage en champ proche entre l'inductance CM LCM et les composants magnétiques de l'adaptateur PD, ainsi que les boucles de circuit imprimé d'alimentation primaire et secondaire, est illustré à la Fig. 8.

Schéma de circuit équivalent au bruit DM prenant en compte les effets du couplage en champ proche sur la self CM.

L'inductance CM à enroulement parallèle à deux fils LCM présente une immunité élevée aux interférences du couplage en champ proche, de sorte que le couplage en champ proche entre l'inductance CM et d'autres composants ou boucles peut être négligé.

Le couplage en champ proche entre la fiche d'entrée et les composants magnétiques de l'adaptateur PD, ainsi que les circuits de PCB d'alimentation primaire et secondaire, peut être simplifié en une source de tension commandée en courant correspondante, et son circuit équivalent est illustré à la Fig. 9.

Schéma de circuit équivalent au bruit DM prenant en compte le couplage en champ proche.

À partir de la Fig. 9, le courant de bruit sur l'inductance parasite LACin de la fiche d'entrée peut s'écouler directement dans LISN et former un bruit DM.

Surtout, le couplage en champ proche entre les circuits PCB de puissance haute fréquence et les autres composants de l'adaptateur PD et la prise d'entrée sera le facteur critique, et cela peut affecter les performances EMI de l'adaptateur PD.

Le couplage en champ proche entre l'inductance de fuite du transformateur et la boucle de prise d'entrée peut être exprimé par l'inductance mutuelle Mtrans, calculée par Eq. (1).

Cet article utilise la méthode de l'image miroir pour calculer l'inductance mutuelle entre le transformateur et la boucle de prise d'entrée. Le processus de dérivation du modèle de transformateur est illustré à la Fig. 10, dans laquelle les enroulements du transformateur sont considérés comme des conducteurs infiniment longs et droits, et le noyau PQ est considéré comme un plan de conduction magnétique infiniment dimensionné. Selon le théorème "d'unicité" du champ électromagnétique, des courants miroirs sont appliqués pour remplacer le courant magnétisé dispersé sur la surface limite. Le milieu dans le champ où se situent les courants miroirs est remplacé par le milieu dans la zone à résoudre. Dans lequel, l et d sont respectivement la longueur et la largeur de la boucle de la prise d'entrée.

Processus de dérivation du modèle de transformateur : (a) couplage entre le transformateur et la fiche ; (b) vue en plan xoy du transformateur et de la fiche ; (c) Équivalent idéal de ; (d) modèle de calcul de couplage.

Ensuite, la densité de flux B de la position où se trouve la boucle de prise d'entrée peut être résolue par la loi d'Ampère, comme illustré à la Fig. 11.

Diagramme schématique du champ magnétique résolu par la méthode de l'image.

Comme le montre la Fig. 12, le système de coordonnées cartésiennes est adopté où le courant Imirror peut être calculé par Eq. (2)15.

Inductance mutuelle entre chaque enroulement de transformateur et boucle de prise.

La densité de flux produite par chaque tour d'enroulement peut être calculée par Eq. (3).

où, \(r = \sqrt {(b + y_{1} + s_{1} )^{2} + h^{2} }\).

La liaison de flux générée par chaque tour d'enroulement traversant la boucle de prise d'entrée est :

L'inductance mutuelle entre le transformateur et la boucle de prise d'entrée est égale à l'amplitude du flux magnétique lié dans la boucle de prise d'entrée lorsque le courant unitaire des enroulements primaires. Dans cette situation, le courant induit des enroulements secondaires est \(\frac{{N_{p} }}{{N_{s} }}I_{p}\). Par conséquent, Mtrans peut être exprimé par Eq. (5).

En gardant deux des trois paramètres la longueur l de la fiche d'entrée, la largeur d entre les broches de la fiche et la distance s1 entre le transformateur et la fiche fixes. La variation de l'inductance mutuelle Mtrans avec l, d et s1 est représentée sur la figure illustrée à la Fig. 13. Où l vaut 80 mm, d vaut 25 mm, s1 vaut 16,65 mm.

Les résultats de calcul de l'inductance mutuelle Mtrans varient avec les paramètres de structure de la fiche.

Comme le montre la figure 13, l'inductance mutuelle Mtrans augmente lorsque l et d augmentent. Dans le même temps, Mtrans diminue avec l'augmentation de la distance s1.

Cependant, le modèle équivalent établi du couplage en champ proche entre le transformateur et la boucle de prise d'entrée est différent de la structure réelle. Le noyau magnétique et les tours d'enroulement ne peuvent pas être infinis, et certains autres composants sont proches. Par conséquent, l'inductance mutuelle réelle Mtrans entre le transformateur et la boucle de prise d'entrée doit être mesurée ou simulée. Le modèle de simulation d'analyse par éléments finis (FEA) est illustré à la Fig. 14.

Modèle de simulation FEA 3D de l'inductance de fuite du transformateur et de la boucle de prise d'entrée (vue en plan xoy).

L'inductance mutuelle Mtrans variant avec les paramètres de la structure du bouchon peut être obtenue par analyse de simulation, comme illustré à la Fig. 15.

Les résultats de simulation de l'inductance mutuelle Mtrans varient avec les paramètres de structure de la fiche.

Comme le montre la Fig. 15, les tendances de variation de Mtrans obtenues par simulation avec l et s1 sont les mêmes que les résultats du calcul du modèle. Cependant, la tendance de variation de Mtrans obtenue par simulation avec d est quelque peu différente du résultat du calcul du modèle. Le résultat du calcul du modèle a montré que Mtrans augmente linéairement avec la distance d entre les broches de la fiche. En fait, les enroulements du transformateur ne sont pas infinis et le flux de fuite généré par le transformateur diminue avec la distance du transformateur. Par conséquent, l'inductance mutuelle entre le transformateur et la boucle de prise d'entrée n'augmentera pas infiniment avec d, mais tendra vers une valeur constante. Pour les raisons ci-dessus, les valeurs de simulation et de calcul présentent également quelques différences.

Pour le couplage de champ magnétique entre les boucles de PCB de puissance haute fréquence et la boucle de prise d'entrée, l'inductance mutuelle Mloop peut également être utilisée pour représenter l'influence des effets de couplage de champ proche. On peut le voir à partir de l'Eq. (6) que l'inductance mutuelle entre deux boucles est liée au nombre de tours, aux formes et à la distance de deux boucles.

L'inductance mutuelle de deux boucles rectangulaires dans le même plan peut être calculée à l'aide de l'équation de Neelman. Le système de coordonnées cartésien est établi, comme illustré à la Fig. 16. Le centre de la boucle 1 est placé à l'origine des coordonnées. La largeur et la longueur de la boucle 1 sont respectivement a et b, tandis que la largeur et la longueur de la boucle 2 sont respectivement c et d. La coordonnée du point central de la boucle 2 est (Tx, Ty).

Inductance mutuelle entre deux boucles rectangulaires.

La transformation des coordonnées est effectuée pour la formule (6) afin de calculer l'inductance mutuelle entre deux boucles dans le même plan (7).

où

Selon les Éqs. (7)–(10), l'inductance mutuelle Mloop de deux boucles rectangulaires est la suivante :

Théoriquement, une boucle PCB avec une forme arbitraire peut être équivalente à un nombre limité de boucles rectangulaires. Pour la commodité du calcul, plusieurs boucles rectangulaires avec des influences clés sont généralement prises pour approximer la boucle de circuit imprimé de puissance primaire avec une forme irrégulière équivalente. Comme le montre la Fig. 17, la boucle de prise d'entrée est égale à la boucle rectangulaire 1 et la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire équivaut à trois boucles rectangulaires : boucle 2, boucle 3 et boucle 4. Les trois boucles rectangulaires équivalentes ont le même sens de courant que la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire, de sorte que l'inductance mutuelle entre la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire et la boucle de prise d'entrée peut être équivalente à la somme de l'inductance mutuelle entre la boucle 1 et les boucles 2, 3 et 4. L'inductance mutuelle équivalente totale Mpri est calculée comme suit : :

Inductance mutuelle entre la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire et la boucle de prise.

Les traces de PCB ont une largeur spécifique dans les applications réelles et le courant ne circule pas au niveau de la ligne médiane des traces de PCB. Ils sont différents des hypothèses théoriques ci-dessus. Pendant ce temps, si deux boucles ne sont pas dans le même plan, la méthode de calcul est différente. La boucle doit être projetée sur les plans xoy, xoz et yoz.

La simulation a été réalisée pour explorer les facteurs d'influence de l'inductance mutuelle entre les boucles de courant de puissance de l'adaptateur PD et la boucle de prise d'entrée. De plus, les influences de différents paramètres de structure de bouchon sur le couplage en champ proche sont analysées. Le modèle de simulation FEA est illustré à la Fig. 18.

Modèle de simulation FEA 3D de la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire et de la boucle de prise (vue en plan xoy).

En gardant inchangés deux paramètres de longueur l, largeur d entre les broches de la fiche et les espacements de boucle s2, l'inductance mutuelle entre la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire et la boucle de la fiche d'entrée sous différentes longueurs l, largeurs d et distance s2 peut être obtenue par simulation. Où l vaut 80 mm, d vaut 25 mm, s2 vaut 1,94 mm. Les tendances de l'inductance mutuelle Mpri entre les deux boucles avec d, s2 et l sont tracées sur les Fig. 19, 20 et 21, respectivement, et comparés aux résultats calculés selon le modèle théorique.

L'inductance mutuelle M entre deux boucles varie avec l.

L'inductance mutuelle M entre deux boucles varie avec d.

L'inductance mutuelle M entre deux boucles varie avec s2.

On peut voir sur la Fig. 19 que l'inductance mutuelle Mpri entre la boucle de PCB d'alimentation primaire et la boucle de fiche d'entrée augmente avec la longueur de fiche l, et le taux de changement de Mpri diminue avec l. Lorsque l atteint 50 mm, l'incrément de Mpri avec l n'est pas apparent. Les résultats de la simulation sont cohérents avec les résultats des calculs théoriques. Par conséquent, dans ce modèle de couplage en champ proche, la longueur effective influencée par le couplage en champ proche est de 50 mm.

On peut voir sur la Fig. 20 qu'avec l'augmentation de la largeur d entre les broches de la fiche, Mpri augmente, et lorsque d est compris entre 0 et 25 mm, Mpri augmente linéairement. Lorsque d atteint 50 mm, il continue de croître, mais l'incrément de Mpri n'est pas apparent. Il est cohérent avec les résultats théoriques des calculs. Par conséquent, la largeur effective influencée par le couplage en champ proche est de 50 mm.

Comme le montre la figure 21, l'inductance mutuelle Mpri diminue avec l'augmentation de la distance s2, et lorsque la distance s2 augmente au-dessus de 20 mm, la tendance décroissante de Mpri de deux boucles ralentit. Il est cohérent avec les résultats théoriques des calculs. Par conséquent, la distance effective influencée par le couplage en champ proche est de 20 mm.

De même, le couplage de champ magnétique entre la boucle de circuit imprimé de puissance secondaire et la boucle de prise d'entrée peut être théoriquement calculé et simulé par la même méthode. Ensuite, l'inductance mutuelle totale Mtotal de l'adaptateur PD à la boucle de prise d'entrée est égale à la somme de l'inductance mutuelle du transformateur et des boucles de PCB primaire et secondaire à la boucle de prise d'entrée.

Selon l'analyse ci-dessus, on peut savoir que les effets du couplage en champ proche sur la boucle de prise d'entrée peuvent être supprimés en augmentant la distance entre la boucle de prise d'entrée et le transformateur ainsi que les boucles de puissance PCB. Cependant, compte tenu du volume de l'adaptateur PD, l'application de cette méthode est limitée.

D'autre part, l'inductance mutuelle Mtotal peut être réduite en réduisant la longueur de fiche l et la largeur d entre les broches de fiche. Cependant, il existe des exigences spécifiques pour la longueur l et la largeur d de la fiche du chargeur dans l'application pratique.

En outre, le Mtotal est lié à la forme de la boucle de prise d'entrée. Dans cette situation, la distribution du champ magnétique doit d'abord être analysée. Les lignes de flux générées par la boucle de circuit imprimé de puissance primaire et le transformateur peuvent être obtenues par simulation, comme illustré à la Fig. 22. À partir de la Fig. 22, la plupart des lignes de flux traversent la boucle de prise verticalement dans la structure d'origine. Si la fiche d'entrée est tournée jusqu'à ce que les lignes de force magnétique soient approximativement parallèles à la boucle de fiche, l'influence du couplage en champ proche sur la boucle de fiche d'entrée sera considérablement réduite.

Répartition du champ magnétique généré par la boucle et le transformateur du PCB d'alimentation primaire : (a) schéma de principe de la simulation du couplage du champ magnétique ; (b) distribution du champ magnétique à partir de la direction z ; (c) distribution du champ magnétique à partir de la direction x ; (d) distribution du champ magnétique à partir de la direction y.

Par conséquent, compte tenu de la distribution du champ magnétique généré par le transformateur et la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire et de l'influence de la longueur effective sur le couplage en champ proche, une nouvelle structure de fiche d'entrée est proposée. La distance horizontale entre deux broches de fiche dans la plage de longueur effective peut être réduite et la distance verticale entre deux broches de fiche est augmentée pour satisfaire aux exigences de sécurité. Si nécessaire, les fils sous tension et sans tension peuvent être séparés à la fin, comme illustré à la Fig. 23.

Schéma de principe de la projection de la structure proposée de la boucle enfichable.

En divisant la projection de la structure conçue en plusieurs rectangles équivalents, l'influence du couplage en champ proche sur la boucle de prise d'entrée peut être calculée par un modèle complet de couplage en champ proche, et l'inductance mutuelle totale est égale à la somme de l'inductance mutuelle. Étant donné que la distance entre la fiche de la boucle 3 et l'adaptateur est grande, l'influence du couplage en champ proche sur la fiche de la boucle 3 peut généralement être négligée. Par conséquent, l'inductance mutuelle de la structure conçue est simplifiée comme suit :

M1 et M2 sont l'inductance mutuelle entre l'adaptateur et la fiche rectangulaire Boucle 1, Boucle 2, respectivement. Par conséquent, la structure de la fiche d'entrée peut être optimisée en ajustant la taille des boucles de fiche rectangulaires. La première méthode consiste à ajuster la structure de la boucle de fiche rectangulaire 2 pour obtenir un couplage négatif entre l'adaptateur et la boucle 2. Par conséquent, M1 et M2 s'annulent, comme illustré à la Fig. 24. La deuxième méthode minimise la taille de la boucle 1 et de la boucle 2, de sorte que M1 et M2 se rapprochent de 0.

Schéma de principe de la structure de couplage négatif.

Dans cet article, une structure avec une taille minimale de boucles de prise rectangulaires est conçue pour supprimer l'influence du couplage en champ proche. La structure originale et proposée du prototype est illustrée à la Fig. 25, respectivement. De plus, les projections des deux structures sur les plans xoy, yoz et xoz sont illustrées à la Fig. 26. Par rapport à la structure d'origine, plus de flux magnétique émis par l'adaptateur passe à travers la boucle de prise à partir de directions perpendiculaires au plan yoz et au plan xoz, tandis que le flux magnétique perpendiculaire au plan xoy passe à peine à travers la boucle de prise. Minimiser les effets du couplage en champ proche.

Diagramme schématique 3D : (a) structure d'origine ; (b) structure proposée.

Trois vues de deux structures dans trois plans : (a) structure d'origine ; (b) structure proposée.

La méthode de perte d'insertion16 est utilisée pour mesurer l'inductance mutuelle entre la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire et la boucle de prise d'entrée. Une fois que le MOSFET et le condensateur de bus Cin dans la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire sont court-circuités, la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire est connectée au port de sortie TG de l'analyseur de réseau, et la boucle de prise d'entrée est connectée au port d'entrée RF, respectivement, comme illustré à la Fig. 27. Grâce à l'analyse et au calcul théoriques du circuit, la relation entre la perte d'insertion (K) et l'inductance mutuelle est la suivante :

où Lpcb1 et LACin sont les auto-inductances de la boucle de circuit imprimé d'alimentation primaire et de la boucle de prise d'entrée, respectivement. La courbe de perte d'insertion K(f) entre la boucle de PCB d'alimentation primaire et la boucle de prise est illustrée à la Fig. 28. La même méthode est utilisée pour tester l'inductance mutuelle entre la boucle de PCB d'alimentation secondaire et la boucle de prise d'entrée.

Mesure de l'inductance mutuelle : (a) approche de mesure de l'inductance mutuelle ; (b) diagramme d'objets.

Courbe K de perte d'insertion entre la boucle d'alimentation principale du circuit imprimé et la boucle de prise.

Lorsque le couplage en champ proche entre le transformateur et la boucle de prise d'entrée est évalué, le côté secondaire du transformateur doit être court-circuité. L'inductance mutuelle entre l'inductance de fuite du transformateur et la boucle enfichable est calculée. Les résultats de mesure à f = 550 kHz sont présentés dans le tableau 1.

Un adaptateur PD est pris comme prototype pour l'expérience. La spécification est indiquée dans le tableau 2 et le dessin physique du prototype est illustré à la figure 29.

Disposition de l'avant et des composants du prototype.

Selon les principes de mesure EMI standard CISPR22, les spectres de bruit du prototype sont testés dans une chambre de blindage électromagnétique. Il est principalement composé de l'appareil sous test (DUT), du réseau de stabilisation d'impédance linéaire ESH2-Z5 (LISN) et du récepteur EMI R&S ESCI.

Les spectres de bruit sous la structure originale et proposée sont illustrés à la Fig. 30.

La structure réaliste de la prise d'entrée : (a) structure originale ; (b) structure proposée.

Comme le montre la Fig. 31, par rapport au bruit d'origine, le bruit DM est réduit de 8 à 10 dB de 150 kHz à 8 MHz, et le bruit CM est fondamentalement inchangé. L'inductance mutuelle entre la boucle de prise d'entrée et le transformateur ainsi que les boucles de PCB de puissance haute fréquence est réduite en réduisant la zone de projection du plan xoy de la prise d'entrée, puis le couplage en champ proche est réduit et les performances du bruit de conduction DM de l'adaptateur PD dans la bande basse fréquence sont améliorées.

Comparaison du bruit du prototype : (a) bruit DM ; (b) bruit CM ; (c) bruit total.

Dans cet article, le couplage possible en champ proche magnétique entre les composants et les boucles dans l'adaptateur PD est analysé, et le modèle de couplage complet de l'adaptateur PD est proposé. Ensuite, le modèle mathématique du couplage en champ proche entre la boucle de prise et les composants magnétiques ainsi que les traces de PCB est établi. Sur cette base, une nouvelle structure est proposée qui peut réduire efficacement le couplage en champ proche. Enfin, un adaptateur PD de 40 W est utilisé comme prototype pour vérifier l'efficacité et la faisabilité du schéma d'optimisation proposé.

Les auteurs déclarent que les données à l'appui des conclusions de cette étude sont disponibles dans l'article. Toutes les autres données pertinentes sont disponibles auprès de l'auteur correspondant sur demande raisonnable.

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Projet soutenu par l'Administration d'État de la science, de la technologie et de l'industrie pour la défense nationale (B0202) ; Projet de recherche du Centre de développement du parc scientifique et éducatif de Jinjiang Fuda (2019-JJFDKY-47).

Collège de génie électrique et d'automatisation, Université de Fuzhou, Fuzhou, 350108, Chine

Qingbin Chen, Dandan Zhang et Wei Chen

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Méthodologie : CQB et ZDD ; CQB et ZDD ont mené les simulations et les expériences et analysé les résultats ; ZDD a écrit le brouillon original; Le CQB a révisé et édité le brouillon. CW a assuré la supervision. Tous les auteurs ont examiné le manuscrit.

Correspondance avec Qingbin Chen.

Les auteurs ne déclarent aucun intérêt concurrent.

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Réimpressions et autorisations

Chen, Q., Zhang, D. & Chen, W. Analyse des caractéristiques EMI et technique de suppression du couplage magnétique en champ proche dans l'adaptateur d'alimentation. Sci Rep 12, 7767 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-11977-0

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Reçu : 16 mars 2022

Accepté : 04 mai 2022

Publié: 11 mai 2022

DOI : https://doi.org/10.1038/s41598-022-11977-0

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